对于需要从高输入电压切换到极低输出电压的应用，有不同的解决方案。
一个有趣的例子是从48 V到3.3 V的转换。
这样的规范不仅在信息技术市场的服务器应用中很常见，在电信应用中也很常见。
如果将降压转换器（降压转换器）用于此单个转换步骤，如图1所示，则会出现占空比小的问题。
图1.在一个转换步骤中，电压从48 V降低至3.3V。
占空比反映了接通时间（主开关打开时）和断开时间（主开关断开时）之间的关系。
降压转换器的占空比由以下公式定义：当输入电压为48 V，输出电压为3.3 V时，占空比约为7％。
这意味着在1 MHz的开关频率（每个开关周期1000 ns）下，Q1开关的接通时间仅为70 ns。
然后，关闭Q1开关930 ns，然后打开Q2。
对于这样的电路，必须选择一个允许最小导通时间为70 ns或更短的开关调节器。
如果选择这样的设备，将面临另一个挑战。
通常，当以非常小的占空比工作时，降压调节器的转换效率将降低。
这是因为可用于在电感器中存储能量的时间非常短。
电感器需要在很长的关断时间内提供能量。
这通常会导致电路中出现非常高的峰值电流。
为了减小这些电流，L1的电感需要相对较大。
这是因为在导通期间，图1中的L1两端将施加较大的电压差。
在此示例中，导通期间电感两端的电压约为44.7 V，开关节点侧的电压为48 V，输出电压为3.3V。
电感器电流通过以下公式计算：如果电感器两端有高电压，则在电感保持不变的情况下，电感器中的电流将在固定时间内上升。
为了降低电感峰值电流，需要选择更高的电感值。
但是，较高的电感值会增加功率损耗。
在这样的电压转换条件下，ADI的高效LTM8027 µModule＆reg;可以在DAC上使用。
调节器模块在4 A输出电流下仅实现80％的转换效率。
目前，提高转换效率的一种非常常见且更有效的电路解决方案是使用中间电压。
图2显示了使用两个高效降压调节器的级联设置。
第一步是将48 V电压转换为12 V，然后在第二转换步骤中将电压转换为3.3V。
当从48 V降至12 V时，LTM8027μModule稳压器模块的总转换效率超过92％。
第二个转换步骤使用LTM4624将12V降低至3.3V，转换效率为90％。
该方案的总转换效率为83％，比图1中的直接转换效率高3％。
图2.电压分两步从48 V降低到3.3 V，包括12 V中间电压。
这可能非常令人惊讶，因为3.3 V输出上的所有电源都需要通过两个独立的开关调节器电路。
由于占空比短，图1所示电路的效率较低，这导致较高的峰值电感器电流。
在将单步降压架构与中间总线架构进行比较时，除了转换效率外，还需要考虑许多其他方面。
解决此基本问题的另一种方法是使用ADI的新型混合式降压控制器LTC7821，该控制器将电荷泵与降压调节相结合。
这使得占空比高达VIN / VOUT的2倍，因此可以在很高的转换效率下实现很高的降压比。
图3显示了LTC7821的电路设置。
它是一种混合式同步降压控制器，结合了电荷泵（用于将输入电压减半）和具有降压拓扑结构的同步降压转换器。
使用它以500 kHz的开关频率将48 V转换为12 V时，转换效率超过97％。
其他架构只能在低得多的开关频率下实现如此高的效率，并需要更大的电感。
图3.混合降压转换器的电路设计需要使用四个外部开关晶体管。
在工作期间，电容器C1和C2执行电荷泵功能。
以这种方式产生的电压通过同步降压功能转换为精确调节的输出电压。
为了优化EMC特性，电荷泵采用软开关操作。
电荷泵和降压拓扑结构的组合具有以下优点：优点由于电荷泵和同步开关稳压的优化组合